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从零构建一款经典反激电源：UC3842实战全解析

你有没有遇到过这样的情况？手头要设计一个12V/2A的适配器，预算有限、时间紧张，又不想在稳定性上妥协。这时候，UC3842这颗“老将”往往就成了最靠谱的选择。

别看它问世快四十年了，这颗由TI推出的电流模式PWM控制器至今仍活跃在充电器、LED驱动和工业辅助电源中。结构简单、成本极低、资料丰富——这些标签让它成为工程师入门开关电源的“第一课”。

今天我们就以一款典型的AC-DC反激电源为例，带你从原理到布板，完整走一遍基于UC3842的设计流程。不讲空话，只聊实战。

为什么是UC3842？

先说个现实：现在市面上有太多更先进的控制器，比如准谐振芯片、数字电源IC、甚至集成MOS的一体化方案。那为什么还要学UC3842？

因为它够简单，也够真实。

很多新手一上来就啃LCC或LLC拓扑，结果连基本的电流采样都搞不明白。而UC3842用的是最基础的峰值电流控制模式，双闭环结构清晰可见——外环调电压，内环限电流，逻辑直白，调试直观。

更重要的是，它的外围电路几乎就是教科书级别的标准配置：

• 启动电阻 + 自举绕组供电
• RT/CT设定频率
• TL431 + 光耦做隔离反馈
• 源极电阻实现逐周期过流保护

这一套组合拳下来，不仅能满足85–265V宽压输入的需求，还能做到12V/2A稳定输出，效率轻松突破80%。关键是BOM成本可以压到极致。

所以，哪怕你不打算量产这款电源，掌握UC3842的设计方法，也是理解所有后续高级拓扑的基石。

芯片内部发生了什么？

我们不妨把UC3842想象成一个“智能脉冲发生器”。它不像MCU那样可编程，但内部已经集成了几乎所有必要模块：

• 基准电压源（5V）
• 振荡器
• 误差放大器
• PWM比较器
• 电流检测比较器
• 图腾柱输出级（能拉能灌，峰值达±1A）

整个工作流程可以用一句话概括：
通过检测输出电压偏差来调节占空比，同时实时监控主开关电流，防止过载。

具体来说，它是这样工作的：

1. 上电后，高压通过启动电阻给VCC引脚充电；
2. 当VCC升至约16V时，芯片启动，内部振荡器开始运行；
3. 振荡器产生锯齿波，一路送入PWM比较器正端；
4. 另一路形成时钟信号，触发RS触发器，使OUT输出高电平，MOSFET导通；
5. 此时变压器初级电流线性上升，该电流经采样电阻转换为电压，接入ISENSE引脚；
6. 一旦ISENSE电压达到1V（典型值），比较器翻转，强制关闭OUT输出，MOSFET关断；
7. 能量转移到次级，整流后供给负载；
8. 输出电压经分压网络反馈到COMP引脚，调节误差放大器输出，从而改变PWM阈值，实现稳压。

整个过程形成了两个闭环：

• 外环：电压反馈环—— 控制长期稳压精度
• 内环：电流反馈环—— 提供瞬时保护与动态响应

这种结构的优势在于，输入电压波动会立刻反映在电流斜率上，控制器能在下一个周期就做出调整，响应速度远超电压模式控制。

关键参数怎么定？

工作频率设置：RT 和 CT 的选择

UC3842的工作频率由外部电阻RT和电容CT决定，公式如下：

$$
f_{osc} \approx \frac{1.72}{R_T \cdot C_T}
$$

注意，这里的单位是兆欧·微法。例如：

• RT = 10kΩ，CT = 1nF → $ f ≈ \frac{1.72}{10^4 × 10^{-9}} = 172\,\text{kHz} $

但实际上，数据手册中的曲线显示此时频率约为100kHz。这是因为公式只是近似，实际值需参考官方图表或实测校准。

建议初学者将频率设在65–100kHz之间：

• 太低 → 变压器体积大，音频噪声可能明显
• 太高 → EMI难处理，磁芯损耗增加，驱动损耗上升

推荐组合：RT = 10kΩ，CT = 1nF（X7R陶瓷电容），并紧挨芯片放置，避免引入寄生电感影响波形。

启动电路设计：别让电阻烧红了

UC3842没有辅助绕组供电功能，必须靠外部提供初始能量。最常见的办法是使用高压启动电阻连接到整流后的母线电压。

假设母线电压为300V，目标是在2秒内将VCC电容（如47μF）充至16V：

• 所需最小电流：$ I = C \cdot \frac{dV}{dt} = 47×10^{-6} × \frac{16}{2} ≈ 0.38\,\text{mA} $
• 则启动电阻最大阻值：$ R = \frac{300V}{0.38mA} ≈ 789kΩ $

考虑裕量，通常选用220kΩ ~ 470kΩ，多只串联分压（如两只220kΩ串联），既降低单电阻耐压要求，也能减少发热风险。

但问题来了：这个电阻一直挂在高压上，即使电源正常工作后也不关闭。按470kΩ计算，静态功耗高达：

$$
P = \frac{V^2}{R} = \frac{300^2}{470×10^3} ≈ 0.19\,\text{W}
$$

这对待机功耗极其不友好。因此，在高端设计中，常用高压恒流源替代启动电阻，仅在启动阶段提供电流，启动完成后自动关闭，显著提升轻载效率。

不过对于低成本项目，直接用电阻也没问题，只要选型留足功率余量（至少1/2W以上）即可。

MOSFET怎么选？不只是耐压那么简单

主开关管一般选用N沟道MOSFET，常见型号如FQP16N50、STP16NM50等。

关键参数包括：

驱动方面，UC3842的OUT脚可直接驱动栅极，但要注意以下几点：

• 在G-S之间并联一个12V~15V齐纳二极管，防止栅极过压击穿；
• G极串联10–22Ω小电阻抑制高频振铃；
• 若PCB走线较长，可在靠近MOS处加一个小容量瓷片电容（如100pF）对地滤波。

变压器设计要点：别指望一次成功

反激变压器不是随便绕几圈就行的。你需要明确几个核心参数：

1. 输入条件

• 最小直流母线电压：$ V_{in(min)} ≈ 85V_{AC} × √2 ≈ 120V $
• 最大占空比：D_max ≈ 0.45（受死区时间和漏感限制）
• 开关频率：f_sw = 100kHz
• 效率预估：η ≈ 80%
• 输出功率：P_out = 12V × 2A = 24W

2. 初级电感量估算

$$
L_p = \frac{V_{in(min)}^2 \cdot D_{max}^2}{2 \cdot P_{out} \cdot f_{sw} \cdot \eta}
= \frac{120^2 × 0.45^2}{2 × 24 × 10^5 × 0.8} ≈ 760\,\mu H
$$

选用EE25或ER28铁氧体磁芯，AL值约80nH/T²，则匝数：

$$
N_p = \sqrt{\frac{L_p}{A_L}} = \sqrt{\frac{760×10^3}{80}} ≈ 97\,\text{匝}
$$

3. 次级与辅助绕组

• 次级输出12V，考虑整流二极管压降（肖特基约0.5V），感应电压设为13V；
• 匝比 $ n = \frac{V_{primary}}{V_{secondary}} = \frac{120V / 0.45}{13V} ≈ 20.5 $
• 则次级匝数 $ N_s = \frac{97}{20.5} ≈ 4.7 → \text{取5匝} $

辅助绕组用于给UC3842供电，目标电压12–15V。由于次级整流压降较小，辅助绕组可略高于输出绕组比例：

• $ N_{aux} = 5 × \frac{15V}{12V} ≈ 6.25 → \text{取6匝} $

绕制时注意层间绝缘，特别是初、次级之间必须加三层绝缘线或胶带隔离，满足安规爬电距离要求。

反馈环路怎么调？TL431 + 光耦的秘密

这是最容易出问题的地方之一。很多人以为只要接上就能稳压，结果发现输出纹波大、动态响应差，甚至振荡。

其实这套反馈系统是一个典型的光耦隔离电压调节回路，核心是TL431。

工作机制：

• 输出电压经R5/R6分压后接到TL431的参考端（REF）；
• 当Vo升高 → REF电压超过2.5V → TL431导通增强 → 流过光耦原边（LED）的电流增大；
• 光耦次边光电三极管电流随之增大 → 拉低UC3842的FB引脚电压；
• 内部误差放大器输出（COMP）下降 → PWM比较器更容易被触发电平到达 → 占空比减小 → Vo回落。

这就是一个完整的负反馈过程。

补偿网络设计

COMP引脚外接RC网络（Rcomp, Ccomp）用于补偿环路相位，防止振荡。

推荐初始值：
- Rcomp = 4.7kΩ
- Ccomp = 10nF

然后通过实验观察动态响应：

• 加载突变时输出是否有严重过冲或下坠？
• COMP引脚波形是否平稳？若出现低频振荡，说明环路不稳定。

进一步优化可通过增加Ccomp来降低带宽，或加入前馈电容改善相位裕度。

⚠️ 注意：TL431阴极电压不得低于2.5V，否则无法正常工作。确保即使在最低输入电压下，辅助绕组也能维持足够供电。

安全保护怎么做？

过流保护（OCP）

在MOSFET源极串联一个采样电阻Rsense（常用0.22Ω~1Ω/1W），将电流信号送入ISENSE引脚。

当检测电压超过1V时，PWM立即封锁，实现逐周期限流。

举例：若希望最大限流点为3A，则：

$$
R_{sense} = \frac{1V}{3A} ≈ 0.33\,\Omega
$$

建议选用无感金属膜电阻，并尽量缩短走线，避免引入干扰。

斜坡补偿（Slope Compensation）

当占空比 > 50% 时，电流模式控制可能出现次谐波振荡。虽然UC3842本身有一定抗扰能力，但在高输入电压、重载条件下仍建议添加斜坡补偿。

常见做法是在ISENSE引脚增加一个小幅锯齿波信号，可通过从CT引脚经RC网络耦合过来实现。

PCB布局有哪些坑？

再好的电路图，画不好PCB照样炸机。以下是几个关键原则：

1. UC3842的地必须独立走线，最后单点接地
   功率地（MOS源极、采样电阻）与信号地（芯片GND、反馈电路）分开，避免大电流噪声串入敏感节点。

2. ISENSE引脚走线越短越好，远离高压节点
   此引脚输入阻抗高，极易拾取噪声导致误触发。最好用地包住走线，或采用差分布局。

3. CT电容紧贴芯片放置，路径最短
   否则容易引入寄生电感，造成振荡波形畸变。

4. 光耦跨接初、次级，注意安规间距
   初次级之间保持≥6mm爬电距离，必要时开槽隔离。

5. MOSFET散热焊盘充分铺铜
   并通过多个过孔连接到底层大面积GND，提升散热效率。

调试技巧：第一次上电别慌

初次上电务必谨慎！推荐步骤如下：

1. 使用调压器从0V缓慢升至85V AC，观察是否启振；
2. 用示波器查看OUT脚波形，确认有方波输出；
3. 测量VCC电压是否稳定在12V左右，判断自举是否成功；
4. 接入假负载（如12V/10Ω电阻），逐步加载测试；
5. 观察COMP电压变化趋势：轻载时较高（占空比大），满载时较低（占空比小）；
6. 若反复重启，检查VCC是否跌落至10V以下（UVLO保护）；
7. 若无输出，排查启动电阻是否开路、变压器相位是否接反。

✅ 小贴士：可用差分探头测量ISENSE波形，确认是否存在异常尖峰。如有，加RC滤波（如1kΩ+100pF）滤除高频干扰。

它还能用吗？谈谈UC3842的当下价值

有人说UC3842过时了，确实，它没有软启动、没有频率抖动、没有轻载跳频节能，待机功耗也偏高。

但在很多场景下，这些问题并不致命：

• 成本敏感型产品（如插座式充电器）
• 工业辅助电源（强调可靠而非效率）
• 教学实验平台（便于理解基本原理）

而且，结合现代元件完全可以弥补短板：

• 用高性能磁芯降低损耗
• 选用低ESR电解电容减小纹波
• 配合TVS和压敏电阻提升抗浪涌能力

换句话说，UC3842就像一把老扳手——工具不在新旧，而在会不会用。

如果你正在做一个中小功率的离线电源项目，不妨试试从UC3842开始。它不会让你一步登天，但一定能教会你什么是真正的“电源设计”。

当你能独立完成一次从计算、绕制到调试的全过程，你会发现，那些复杂的数字控制器，也不过是在此基础上的延伸罢了。

💬 你在设计UC3842电源时踩过哪些坑？欢迎在评论区分享你的经验！